隨著通信技術的發展， CAN通信目前仍是車載網絡最安全可靠且應用最廣的技術之一。過去，汽車通常采用常規的點對點通信方式將電子控制單元及電子裝置連接起來，但隨著電子設備的不斷增加，導線數量也隨之增多，采用CAN總線網絡結構，可以達到信息共享、減少布線、降低成本以及提高總體可靠性的目標。

車載網絡采用CAN總線有以下幾點優勢：

1. 數據傳輸速度相對較高，可達到1 Mbit/s，CAN-FD和CAN-XL分別可以達到2 Mbit/s和10 Mbit/s；

2. 采用差分數據線，抗干擾能力強；

3.多主通信模式，大幅減少單點通信線束成本；

4.具有錯誤偵聽的自我診斷功能，通信可靠信較高。

CAN通信硬件接口電路：

CAN總線節點常用的構成方案：MCU控制器 + 獨立CAN控制器 + CAN收發器。

如下圖完整的CAN接口電路包括接收發送CAN報文的CAN控制器，轉換數字信號和CAN信號的CAN收發器，消除噪聲的濾波器以及提供合適阻抗的CAN高和CAN低終端電路。

CAN總線的抗干擾能力比較強，在電磁兼容測試中，要通過測試等級較高的限值要求，比如GB18655等級5，CAN濾波電路的設計和CAN總線的電磁兼容性設計就顯得尤為重要。通過CAN通訊原理和特性，總結和分析市場上主流的CAN芯片的電磁兼容測試數據，得出結論為CAN總線的電磁噪聲一般在10MHz以下，最為明顯的干擾頻段主要集中在5MHz以下。下面通過一個典型的案例，講解在電磁兼容試驗中，CAN總線的布局與濾波電路設計的重要性。

案例分析：

某帶有CAN通信的車載電子零部件產品，在輻射發射測試過程中，由于CAN總線濾波電路和PCB布局設計缺陷,沒有將CAN通信噪聲進行有效地抑制和濾除,導致0.1~2MHz頻段電磁噪聲超標，其中平均值曲線超標高達15dB,如下圖。

首先檢查CAN總線濾波電路，樣機中用于抑制共模噪聲的CAN共模電感位置不合理，離CAN收發芯片過遠，導致PCB走線過長從而呈現天線效應。由于CAN收發器端的走線過于靠近接口，共模電感的抑制效率將會被降低，甚至不能發揮任何作用。

解決方法是切斷PCB走線，將CAN共模抑制電感放置于CAN收發器引腳附近，同時將共模電感的參數調整為600歐。復測曲線如下，可以看出平均值曲線已降至標準限值以下，峰值曲線仍然超標。

通過頻譜分析儀探測，在該頻段內，濾波電路附近的電磁噪聲較高，走線上反射嚴重，阻抗存在失配的可能性。接著調整濾波電容參數，將原有電路中的CAN收發器端共模電容值從100pF增大至200pF，在終端增加一級100 pF共模電容，同時增加共模電容的接地面積，使接地阻抗達到最小值。調整后復測曲線如下，峰值已經明顯下降，除在0.26MHz左右的峰值超標外，其余頻點均在限值以下。

再次調整濾波電路的參數，將120歐阻抗匹配終端分裂接地電容由原來的1nF調整為4.7nF。再次復測，全部通過，測試曲線圖如下。 

CAN通信濾波電路的設計原理如下圖所示，根據所列電路參數，再匹配上合理的PCB布局，能夠很好地解決因CAN通信引發的電磁騷擾現象。

CAN總線濾波電路設計要點總結：

1. 為了抑制傳輸線上的EMI干擾，CANH/CANL需要增加共模電感（common mode filter choke），放置位置盡可能靠近芯片輸出端口。

2. 增加必要的濾波電容。在CAN差分信號線上，同時對地增加一定值的電容可以減小線上的共模輻射，電容容值一般在10－100PF左右即可達到良好效果。

3. CAN芯片輸出走線要盡可能地短，如板上走線較長時，可在遠端增加一級共模電感。

4. CAN芯片的電源加強去耦，采用uF級與nF級電容組合。

5. CAN芯片的地線要保證低阻抗，不要與其它地混用，尤其要避免與開關電源的地混用。

6. 增加必要的ESD保護二極管，可以提供線上的浪涌電壓與ESD保護。

7. 匹配終端電阻要靠近CAN芯片，接地電容的地回路要靠近CAN芯片的地。

8.如果走線不可避免地需要較長布局，可采用45度的折線走法，有利于減小線上輻射，對于高速差分走線，這樣的走線方式，可以改善線上輻射達3dB以上。

9.CAN芯片RXD,TXD走線盡可能地短，必要時增加RC濾波。

10.CANH/CANL的PCB走線盡可能不走過孔，以減小過孔電感對信號的影響。

11.表層走線周邊包地處理。表層走線可以很好地對阻抗進行控制，在后期調試時，也有利于元器的增加和修改。

12.CAN傳輸線下層的Layout不可與其它走線交叉，盡可能在走線下層鋪地處理，下層地的鋪設最小寬度是CANH/CANL兩線線距的1.5－2倍。

13.必要時，將板外通信線進行雙絞處理，或者增加屏蔽層處理。

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